Pengontrol Motor PWM Tegangan Tinggi - MOSFET Meledak

Saya telah mencari setiap posting untuk jawaban atas masalah ini. Saya telah membangun rangkaian pengontrol motor seperti yang ditunjukkan pada diagram ini. Saya membuat diagram seakurat mungkin. Dioda pada MOSFET ditambahkan sehingga simbol MOSFET akan terlihat seperti simbol di lembar data. Seperti yang Anda lihat, ini adalah rangkaian PWM yang sangat sederhana menggunakan papan Arduino UNO. Pedal kaki potensiometer terpasang pada salah satu input analog dan yang digunakan untuk menentukan siklus kerja output PWM pada pin output digital 6.

Motor adalah motor 48v terkecil dari jenis ini yang membuat motenergi, tapi ini adalah motor yang sangat besar dibandingkan dengan sirkuit lain yang pernah saya lihat seperti ini. Ini dapat dengan mudah menarik sekitar 200 Amp pada saat start up.

Jenis sirkuit berfungsi - saat kendaraan diangkat sehingga roda tidak menyentuh tanah. Dalam keadaan itu, sangat mudah bagi motor untuk berputar dan tidak menarik banyak arus. Ketika roda berada di tanah, MOSFET meledak saat Anda mulai menekan pedal. Saya telah membangun sirkuit ini sekitar 4 kali sekarang. Saya bahkan menggunakan 18 MOSFET secara paralel dalam satu versi, dan semua 18 MOS meledak secara instan. (200/18 = sekitar 7 Amps / MOSFET) Setiap MOSFET harus menangani 32 Amps.

Kami akhirnya hanya membeli pengontrol motor dari alltrax, dan kendaraan berfungsi dengan baik, tetapi saya bertekad untuk mencari tahu mengapa pengontrol motor saya sendiri tidak berfungsi. Saya suka elektronik, dan telah membangun banyak sirkuit yang sulit selama bertahun-tahun. Saya tidak akan bisa tidur nyenyak sampai saya tahu apa yang saya lakukan salah.

Saya berbicara dengan seorang teknisi dari Alltrax, dan dia mengatakan pengendali mereka tidak lain hanyalah sekelompok MOSFET dan kapasitor. Dia mengatakan kapasitor menjaga MOSFET dari meledak, tetapi dia tidak tahu bagaimana mereka dihubungkan ke sirkuit. Saya pikir dia memiliki sepotong informasi saya yang hilang.

Jadi, bisakah ada yang memberi tahu saya apa yang saya lakukan salah? Bagaimana saya harus menambahkan kapasitor untuk memperbaikinya? Mungkinkah frekuensinya? Kami memodifikasi timer pada Arduino sehingga frekuensi PWM kami sekitar 8000 Hertz, tetapi pengontrol Alltrax bekerja pada 18.000 Hertz yang mengejutkan. Saya tahu 18k kecil sebagai pengontrol motor, tapi saya pikir motor raksasa ingin frekuensi yang lebih kecil.

Juga, sebelum Anda mengatakan MOSFET tidak dapat ditransfer secara paralel karena sedikit perbedaan di antara mereka, saya menggunakan tepat 7 inci dari 18 kawat pengukur untuk menghubungkan masing-masing secara paralel. Kawat kecil akan bertindak sebagai resistor kecil dan memastikan bahwa masing-masing berbagi beban saat ini.

Terima kasih banyak atas balasan Anda.

Berikut lembar data yang harus ditautkan dari pertanyaan Anda. Saya tidak harus mencarinya.

Setiap MOSFET harus menangani 32 amp

Bahwa dengan V$V_{GS}=10$

Anda menetapkan untuk 5 V × R $V_{GS}$, Anda benar-benar ingin voltase di sini sebanyak yang Anda bisa (5V tampaknya menjadi maksimum Anda). Jika saya jadi Anda, saya akan mengubahR1menjadi 10 ~ 50Ω danR2menjadi 100k ~ 1MΩ. Karena jika Anda tidak membuka MOSFET sepenuhnya, maka ia akan memiliki terlalu banyak perlawanan dan .... meledak.$5V×\frac{R_2}{R_1+R_2}=4.54V$$R_1$$R_2$

Dengan , yang R D S ( o n ) adalah 35mΩ maksimum$V_{GS}=10V$$R_{DS(on)}$

V G S = 10 $P=I^2×R=(32A)^2×0.035Ω=35.84W$ , ini berarti ~ 36W adalah disipasi daya yang diharapkan ketika$V_{GS}=10V$

Dengan , maksimum 45mΩ menurut lembar data.R D S ( o n $V_{GS}=5V$$R_{DS(on)}$

I = $35.84W=I^2×0.045Ω$ , dan jika kita memindahkan I di sekitar kita mendapatkan: , jadi Anda dapat berharap untuk membiarkan 28A melalui MOSFET IF dengan aman Anda memperbaiki nilai-nilai resistor. Anda pasti harus mendapatkan pendingin untuk MOSFET. Mungkin pendinginan bahkan aktif dengan kipas.$I=\sqrt{\frac{35.84}{0.045}}=28.2A$

Kami memodifikasi timer di Arduino sehingga frekuensi PWM kami sekitar 8000 Hertz

Anda tidak perlu yang tinggi, 800Hz akan dapat diterima, itulah yang driver BLDC (ESC) umum beralih. (Jika aku tidak salah).

Apa yang Anda coba lakukan adalah mengisi gerbang dengan resistor secara seri, terlihat seperti gambar di bawah ini dan kita dapat menggunakan model itu untuk persamaan lebih lanjut.

Kapasitansi gerbang ( ) memiliki nilai maksimum 1040 p $C_{iss}$$1040pF$

Resistor dan MOSFET membentuk sirkuit ini:

$C=C_{iss}×3=3120pF$ karena Anda mendapatkan 3 secara paralel.

$R=R_1||R_2=909Ω$

$Vs=4.54V$

Tegangan di atas kapasitor mengikuti persamaan ini: mana adalah tegangan melintasi kapasitor dan adalah apa yang Anda makan dengan, di kasus kami adalah .

Anda mengirim PWM dan saya akan membuat skenario terburuk terburuk untuk Anda, Saat Anda mencoba melakukan analogWrite (1) , itulah siklus tugas dari . Jadi waktu sinyal Anda mulai tinggi hingga berakhir dengan siklus tugas dan 8kHz adalah 488,3 nanodetik.$\frac{1}{256}$$\frac{1}{256}×\frac{1}{8000}=$

Mari kita pasang angka-angka ke dalam persamaan di atas untuk melihat berapa tegangan yang akan ada di gerbang.

MOSFET mulai dibuka pada minimum 1V, dan maksimum 2.5V. Jadi dalam skenario terburuk ini Anda bahkan tidak bisa membuka gerbang. Jadi sudah ditutup sepanjang waktu.

Hal lain yang saya benar-benar perlu tunjukkan adalah alasan yang paling mungkin mengapa MOSFET Anda rusak adalah karena ketika Anda beralih Anda melakukannya dengan sangat lambat karena resistor raksasa dan dengan begitu banyak kapasitansi gerbang. Itu berarti bahwa ketika MOSFET baru saja akan beralih mereka melewati banyak arus melalui sementara memiliki banyak tegangan di atasnya. Dan => benar-benar sangat panas.$P=I×V$

Lihat gambar ini:

Seperti yang bisa Anda pahami, Anda tidak ingin berada di tempat garis biru dan garis merah bersilangan. Dan lebar transisi itu sama terlepas dari frekuensi switching, jadi semakin sering Anda beralih, semakin banyak waktu yang dihabiskan dalam transisi yang menyakitkan itu. Ini disebut kerugian switching. Dan itu skala secara linear dengan frekuensi switching. Dan resistor tinggi Anda, kapasitansi tinggi, switching frekuensi tinggi, kemungkinan besar membuat Anda tetap berada dalam fase transisi sepanjang waktu. Dan itu sama dengan ledakan atau menghancurkan MOSFET.

Saya benar-benar tidak punya waktu untuk melakukan lebih banyak perhitungan, tetapi saya yakin Anda sudah mendapatkan intinya. Berikut ini tautan ke skema jika Anda ingin bermain-main. Yang mana yang seharusnya! .

Saran terakhir saya kepada Anda adalah untuk mendapatkan driver MOSFET sehingga Anda dapat memompa beberapa AMPS ke gerbang, saat ini Anda memompa miliamp.

Btw Doctor Circuit, mengenai paragraf terakhir Anda, itu hanya masalah dengan transistor BJT, mereka memberikan lebih banyak arus lebih hangat mereka, namun MOSFET memberikan lebih sedikit saat ini lebih hangat mereka, sehingga mereka tidak memerlukan jenis penyeimbangan khusus, mereka akan menyeimbangkan secara otomatis.

KONTINUASI, waktu Naik dan Waktu jatuh.

Saya cukup jahat dalam contoh di atas, switching 8kHz dan siklus kerja 1/256. Saya akan lebih baik dan melihat 50% siklus = 128/256. Saya ingin tahu dan memberi tahu Anda berapa banyak waktu Anda dalam transisi yang menyakitkan.

Jadi kami mendapat parameter berikut yang relevan dengan transisi yang menyakitkan :

$t_{d(on)}$ = Waktu Tunda Nyala = Waktu = Waktu Tunda = Waktu Jatuh Matikan
$t_r$
$t_{d(off)}$
$t_f$

Saya akan membuat beberapa perkiraan buruk, saya akan berasumsi bahwa miller-plateau tidak ada, saya akan menganggap bahwa tegangan melintasi MOSFET berkurang secara linier saat dinyalakan dan meningkat secara linier saat dimatikan. Saya akan berasumsi bahwa arus yang mengalir melalui MOSFET meningkat secara linear ketika dinyalakan dan berkurang secara linear ketika dimatikan. Saya akan berasumsi bahwa motor Anda menarik 200A selama keadaan stabil dari siklus tugas 50% dengan beberapa beban, katakan tubuh Anda. Jadi 200A saat Anda menggunakannya dan mempercepat. (Semakin banyak torsi yang dikeluarkan motor Anda, secara proporsional semakin banyak arus akan ditarik).

Sekarang untuk angka. Dari lembar data kita tahu nilai-nilai maks berikut:

$t_{d(on)}$ = 40ns = 430ns = 130ns = 230ns
$t_r$
$t_{d(off)}$
$t_f$

Jadi oke, pertama saya ingin tahu berapa banyak periode 8kHz transisi di atas. Transisi terjadi sekali setiap periode. Penundaan tidak benar-benar memengaruhi transisi (kecuali jika kita beralih pada frekuensi yang sangat tinggi, seperti 1MHz).

waktu dalam transisi dengan 50% siklus kerja dan fs pada 8kHz = Saya pikir saya akan melihat nilai yang jauh lebih besar, ini mengabaikan miller-dataran tinggi dan hal-hal parasit, dan mengabaikan pengisian gerbang lambat. Juga ini mengabaikan fakta bahwa waktu naik dan turunnya waktu sebenarnya dari 10% menjadi 90% dari sinyal, bukan 0% hingga 100% yang saya asumsikan dalam perhitungan saya. Jadi saya akan mengalikan 0,528 dengan 2 untuk membuat perkiraan saya lebih dekat dengan kenyataan. Jadi 1%.$\frac{t_r+t_f}{\frac{1}{8000}} = 0.00528 = 0.528\%$

Sekarang kita tahu seberapa sering kita menghabiskan waktu dalam transisi yang menyakitkan itu. Mari kita lihat betapa menyakitkannya itu.

$P = \frac{1}{T}\intop_0^T P(t)dt$

$V_r(t)=48V(1-\frac{t}{430ns})$
$I_r(t)=\frac{200A}{430ns}t$

$V_f(t)=\frac{48V}{230ns}t$
$I_f(t)=200A(1-\frac{t}{230ns})$

$P = P_r+P_f$
$P_r = \frac{1}{t_r}\intop_0^{t_r} V_r(t)×I_r(t) dt$
$P_f = \frac{1}{t_f}\intop_0^{t_f} V_f(t)×I_f(t) dt$

$P_r = 1600W$ LOL! Jawaban yang sama, aneh
$P_f = 1600W$
$P = P_r + P_f = 3200W$

Sekarang mari kita kembali ke seberapa sering Anda habiskan dalam transisi 3200W ini. Itu sekitar 1% ketika kenyataan menendang masuk (dan saya pikir itu akan jauh lebih sering).

$P_{avg}=3200W×1\%=32W$ Hmm, sekali lagi saya pikir saya akan melihat sesuatu yang jauh ... lebih besar.

Dan ... mari kita hitung 99% lainnya! Yang saya benar-benar lupa. Inilah ledakan besar! Saya tahu ada sesuatu yang saya lupa.

P 50 % @ 8 k H z = 32 W + 1800 W × 49.5 % = 923 $P=I^2×R=(200A)^2×(0.045Ω)=1800W$ Dan Anda menghabiskan 49,5% dari waktu dalam mode konduksi ini. Jadi total$P_{50\%@8kHz}=32W+1800W×49.5\%=923W$

Dengan 3 MOSFET secara paralel adalah per MOSFET. Itu masih ... EX-PU-LOSIVE!$32W+\frac{1800W×49.5\%}{3}=329W$

Itu dia. Ada bom yang kamu cari. EX-PU-LOSION

Ini edit terakhir saya.

MOSFET modern perlu beralih cepat, untuk menghindari berlama-lama di wilayah berbahaya di mana umpan balik positif (internal ke silikon) menyebabkan kerusakan. Baca paragraf terakhir dari jawaban ini untuk penjelasan makalah NASA.

RINGKASAN CEPAT: Itu gerbang resistor ----- 1Kohm ------ terlalu besar. Gunakan Power Driver IC, dengan tutup bypass 0,1UF pada VDD 12/15/18 volt sehingga gerbang MOSFET Anda dapat dengan cepat diisi untuk turnon cepat.

MOSFET akan menghancurkan diri mereka sendiri karena peringkat SOA area operasi yang aman, di mana Voltage * Current * PulseWidth menentukan disipasi daya.

Dengan asumsi persimpangan FET adalah 10U dalam (SWAG) Anda memiliki TAU 1,14 mikrodetik untuk konstanta waktu bidang area aktif FET. Dengan Penggandaan Miller, waktu nyala akan jauh melebihi itu, dengan 48 volt melintasi FET dan tidak ada batasan saat ini.

===================================

sunting 18 Maret 2018

NASA mendiagnosis kegagalan MOSFET dalam beberapa desain yang sedang berlangsung karena penggunaan MODERN MOSFET (tulisan NASA muncul tahun 2010; industri otomotif menemukan mekanisme kegagalan ini pada tahun 1997). Perilaku koefisien suhu sebelumnya yang negatif dari teknologi MOSFETS yang lebih tua telah didorong ke daerah yang lebih tinggi saat ini, dan daerah yang tidak aman baru sekarang ada di wilayah sedang. NASA meminta proyek-proyek tersebut dikembalikan ke OLD TECHNOLOGY, sehingga sistem yang andal dapat dibangun.

Apa artinya ini hari ini? Cukup sederhana

--- Jangan berlama-lama lebih dari 1 mikrodetik di daerah switching. ---

--- Cepat mengisi kapasitansi gerbang, termasuk kapasitansi gerbang-tiriskan. ---

Judul NASA [diterbitkan pada 2010] adalah

"Power MOSFET Dukungan Ketidakstabilan Operasi Karakteristik Termal" dan kalimat kunci dikutip di sini "desain yang sekarang sedang diproduksi memungkinkan daerah pembawa muatan yang didominasi (sekali kecil dan di luar area yang menjadi perhatian) menjadi penting dan di dalam area operasi yang aman ( SOA) ".

Mengenai desain yang lebih lama (robust MOSFET), saya mengekstrak kalimat ini:

"MOSFET sebelumnya terutama berjalan di wilayah yang didominasi muatan mobilitas. Sambil mempertahankan tegangan gerbang yang sama, daerah yang didominasi muatan mobilitas mengurangi arus saat suhu meningkat, pada gilirannya mengurangi arus yang memungkinkan sistem memiliki umpan balik negatif jauh dari pelarian termal. Memang ketika MOSFET daya baru memiliki tegangan gerbang tinggi, bagian-bagiannya didominasi oleh mobilitas. Telah menjadi niat tak terucapkan dari pabrikan untuk menjaga MOSFET dalam wilayah yang didominasi muatan mobilitas, seperti ketika digunakan sebagai saklar kecepatan tinggi. Suku cadang yang lebih tua memiliki area yang didominasi oleh pembawa muatan. Namun, area tersebut berada di luar SOA normal dan kegagalan terjadi karena alasan lain. "

Pertama, Anda memilih FET yang salah.

FQP30N06 memiliki 40 mOhm RdsON pada Vgs = 10V. Pada Vgs = 5V tidak ditentukan, yang berarti tidak akan berfungsi.

Memilih MOSFET adalah kompromi: MOSFET besar dengan silikon besar mati dan RdsON rendah memiliki banyak kapasitansi dan beralih perlahan. MOSFET yang lebih kecil beralih lebih cepat tetapi memiliki RdsON yang lebih tinggi.

Namun, Anda akan beralih pada 500-1000 Hz, dan arus Anda sangat besar, jadi RdsON jauh lebih penting daripada kecepatan.

Oleh karena itu, Anda harus memilih To-220 MOSFET (untuk pendinginan) dengan RdsON yang sangat rendah (seperti beberapa mOhms), ditentukan pada Vgs of ... baca terus.

Kedua, Anda menggunakan drive gerbang 5V pada FET yang ditentukan untuk drive gerbang 10V, sehingga tidak sepenuhnya dihidupkan. Dengan demikian memanas dan meledak. Siapa pun dapat melihatnya dengan melihat lembar data.

Mengingat saat ini, saya akan pergi dengan drive gerbang 12V untuk membuat RdsON serendah mungkin. Jadi, Anda dapat memilih FET yang ditentukan 5V atau 10V Vgs, tidak ada masalah.

BAIK. Sekarang Anda memiliki banyak FET dan Anda harus mengendarainya dengan 12V. Jelas Anda membutuhkan driver yang akan mengeluarkan beberapa amp ke dalam gerbang untuk menyalakan dan mematikannya dengan cepat. Periksa kategori "driver MOSFET" di mouser / digikey, ada banyak produk yang sesuai yang akan menerima 5V dari arduino Anda dan mengendarai FET dengan benar.

Anda akan membutuhkan pasokan 12V, tetapi itu tidak masalah karena Anda memiliki 48V, gunakan konverter DC-DC.

Ketiga, Anda harus membuang arduino.

Pengontrol semacam ini membutuhkan batas saat ini, dan ini perlu bertindak sebelum MOSFET meledak (bukan setelah).

Cara ini dilakukan sangat sederhana. Anda meletakkan sensor saat ini (kemungkinan efek Hall di sini) dan pembanding. Ketika arus melewati ambang batas, PWM diatur ulang, menunggu sedikit, dan kemudian dilanjutkan. Ketika arus melewati batas yang jauh lebih besar, ini berarti seseorang memasukkan obeng ke terminal output, sehingga PWM berhenti untuk selamanya, dan tidak melanjutkan.

Ini perlu terjadi pada kecepatan yang tidak kompatibel dengan perangkat lunak.

Sebagian besar mikrokontroler yang dipasarkan untuk kontrol motorik mencakup pembanding analog yang terhubung ke unit PWM, untuk tujuan khusus ini. Mikro pada Arduino bukan salah satunya.

Tidak ada sensor arus dan karenanya tidak ada batasan arus pada drive motor Anda. Prospek arus motor pada nol rpm bisa ribuan amp karena hambatan berliku motor DC besar bisa miliohms. Anda harus menerapkan beberapa bentuk batas saat ini kecuali jika Anda ingin menggunakan sejumlah besar MOSFET dan masih berisiko meledakkannya. gerbang drive harus diperiksa pada ruang lingkup. Mungkin akan terlalu lambat menyebabkan pemanasan berlebihan MOSFET. Pertimbangkan chip driver atau semacam sirkuit driver diskrit. Drive motor Anda seperti kebanyakan adalah hard switching dan karenanya memiliki kerugian switching yang sebanding dengan frekuensi . Cobalah mengurangi pengujian frekuensi PWM untuk suara audio yang objektif. Anda mungkin dapat mengurangi F sangat tanpa mendapatkan terlalu banyak rengekan. Ini akan mendinginkan fets.

Jika Anda memiliki model yang akurat dari semua komponen LTSpice Anda dapat menganalisis mengapa itu gagal.

Model akurat pelepasan Q selama peralihan saat ini mengarahkan kita pada pemahaman desain bahwa kita membutuhkan gram setiap tahap yang dipilih dengan cermat atau rasio RdsOn terbalik.

Jika seseorang mengetahui rasio sakelar elektromekanis sebagai buluh Relai, Relai daya, Solenoida, dan daya besar Kontaktor rasio untuk arus COntact terhadap arus koil secara bertahap turun dari> 3k ke arah 100: 1 Perbedaan utama adalah bahwa arus gerbang FET setelah beralih.

Periksa lembar data dan verifikasi tegangan RdsOn gate3 yang Anda rencanakan untuk digunakan. Harus setidaknya 3x ambang tegangan Vgs (th) untuk switching yang efisien.

Saran Ringkasan

• 1) Gunakan tahapan cdsaded RdsOn seperti cascaded BJT's dengan hFe rasio 100

  • misalnya jika RdsOn adalah 1mΩ kemudian gunakan driver 100mΩ dan itu akan menggunakan driver 10 10 (atau laju perubahan tegangan diturunkan, kehilangan daya naik kemudian pemanasan sendiri, yang mengarah ke FET yang menyatu atau meledak)

• 2) Gunakan Vgs> = 3x Vgs (th) TANPA MASALAH APA Vgs (th) diberi peringkat. (dan <Vgs maks)

• ps

  • Saya lupa menyebutkan bersama dengan 1) Rdson dari FETS / DCR geng rasio motor harus sekitar 1: 100 atau 1% (memberi atau menerima) untuk meminimalkan kerugian konduksi. Meskipun beberapa% sering membutuhkan pendingin udara paksa dan mengarah lebih tinggi ke bencana.